Analyse der EMI-Eigenschaften und Technik zur Unterdrückung magnetischer Nahbereiche

Wissenschaftliche Berichte Band 12, Artikelnummer: 7767 (2022) Diesen Artikel zitieren

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Mit der kontinuierlichen Verbesserung der Leistungsdichte des Power Delivery (PD)-Adapters nimmt die Schaltfrequenz zu und die Lautstärke ab. Die durch magnetische Nahfeldkopplungseffekte verursachten EMI-Probleme haben sich zu Engpässen bei der EMI-Unterdrückung des PD-Adapters entwickelt. In dieser Arbeit werden die Kopplungseigenschaften des Magnetfelds eingehend analysiert und das Ersatzschaltbild unter Berücksichtigung von Nahfeldkopplungseffekten abgeleitet. Gemäß der elektromagnetischen Feldtheorie werden die mathematischen Modelle der Nahfeldkopplung zwischen Transformator- und Leistungsplatinenschaltungen und dem Eingangsstecker erstellt. Darauf aufbauend wird der Einfluss der Strukturparameter des Eingangssteckers untersucht. Schließlich wird eine neue Eingangssteckerschleifenstruktur vorgeschlagen, die die Nahfeldkopplungseffekte zwischen dem Transformator sowie den Leistungsplatinenschaltungen und dem Eingangsstecker reduzieren kann. Die experimentellen Ergebnisse bestätigen, dass die theoretische Analyse korrekt und effektiv ist.

Mit der kontinuierlich steigenden Leistungsdichte des Power Delivery (PD)-Adapters werden die Distanzen zwischen den Geräten immer kleiner. Die elektromagnetische Kopplung zwischen zwei Komponenten nimmt enorm zu. Darüber hinaus sind elektromagnetische Interferenzen (EMI), die durch Nahfeldkopplungseffekte verursacht werden, zu einem Engpass im Design von PD-Adaptern geworden1,2,3. Die Nahfeldkopplungseffekte sind schwer zu verstehen und zu bewältigen.

Was den Einfluss der magnetischen Nahfeldkopplung auf EMI betrifft, konzentrieren sich die Forschungsergebnisse hauptsächlich auf die Auswirkung der Nahfeldkopplung zwischen magnetischen Leistungskomponenten und dem EMI-Filter4,5,6,7,8. In Ref.6 werden die magnetische Streufeldverteilung der Leistungsfaktorkorrekturdrossel (PFC) und die Empfindlichkeit der Gleichtaktdrossel (CM) in einem PFC-Wandler analysiert. Es zeigt sich, dass die Einfügungsdämpfung des EMI-Filters durch die Magnetfeldkopplung zwischen PFC- und CM-Drosseln verschlechtert werden kann. In Ref.7 wurden die Magnetfeldverteilung eines Planartransformators und der Einfluss auf die CM-Drosselspule in der Stromversorgung analysiert. Darüber hinaus werden das Layout, die Abschirmung und die CM-Drossel-Entwurfsmethode vorgeschlagen, um die Auswirkungen der magnetischen Nahfeldkopplung zu reduzieren und EMI-Rauschen zu unterdrücken.

Darüber hinaus kann die Charakteristik des EMI-Filters auch durch die magnetische Nahfeldkopplung zwischen Komponenten innerhalb des EMI-Filters beeinflusst werden8,9,10,11. In Ref. 8 wird die Nahfeldkopplung zwischen zwei Parallelkondensatoren im EMI-Filter analysiert und eine negative gegenseitige Kopplungsmethode vorgeschlagen, um die äquivalente Serieninduktivität (ESL) von Kondensatoren auszugleichen. In Ref.9 wird die elektromagnetische Kopplung eines CLC-EMI-Filters analysiert. Es wird eine Methode vorgeschlagen, um die parasitäre induktive und kapazitive Kopplung zwischen zwei Kondensatoren auszugleichen. Es kann die Leistung des EMI-Filters optimieren. In Ref.10 wird die Magnetfeldkopplung in einem zweistufigen EMI-Filter analysiert. Um die Niederfrequenzleistung des DM-EMI-Filters zu verbessern, wird ein Reiheninduktor-Integrationsverfahren unter Verwendung von Nahfeldkopplungseffekten vorgeschlagen.

Allerdings ist der Eingangsstecker in der Nähe der Hochfrequenzstromkreise aufgrund von Nahfeldkopplungseffekten auch ein möglicher Weg zur Rauschausbreitung, insbesondere bei Anwendungen mit hoher Leistungsdichte12,13,14. Eine parallel gewickelte Doppeldraht-CM-Drossel im PD-Adapter wird normalerweise verwendet, um Nahfeldkopplungseffekte zwischen magnetischen Leistungskomponenten und der CM-Drossel zu reduzieren. In diesem Fall unterscheiden sich die Nahfeldkopplungspfade im kompakten PD-Adapter erheblich von herkömmlichen.

Daher analysiert dieser Artikel die Nahfeldkopplungseigenschaften in einem kompakten PD-Adapter und untersucht den Einfluss der Nahfeldkopplung auf DM-leitungsgebundenes EMI-Rauschen. Die magnetische Feldkopplung zwischen Transformatoren sowie Leiterplatten-Leistungsstromschleifen und Eingangssteckerschleifen wird intensiv untersucht. Die mathematischen Kopplungsmodelle werden erstellt, anschließend wird eine Methode zur Optimierung der Nahfeldkopplung vorgeschlagen. Schließlich bestätigen Experimente, dass die Theorieanalyse korrekt und flexibel ist.

Die Topologie des PD-Adapters ist in Abb. 1 dargestellt, einschließlich CM-Drossel, Gleichrichterbrücke, π-Filter und Sperrwandler.

Topologie des PD-Adapters.

Die Nahfeldkopplung zwischen Transformator und CM-Drossel kann mit der elektromagnetischen Theorie analysiert werden, in der der Transformator üblicherweise als Störkomponente betrachtet wird. Im Gegensatz dazu gilt die CM-Drossel als empfindliche Komponente. Der Ausbreitungsweg des an die CM-Drossel gekoppelten DM-Rauschens ist in Abb. 2 dargestellt.

Ausbreitungsweg von DM-Rauschen, gekoppelt an die CM-Drossel.

Das vom Transformator und der Kopplung mit der CM-Drossel erzeugte Streumagnetfeld kann in drei Richtungen (x-, y- und z-Richtung) unterteilt werden.

Abbildung 3a ist ein schematisches Diagramm einer parallel gewickelten Doppeldraht-CM-Drossel, die im PD-Adapter unter dem Magnetfeld in x-Richtung verwendet wird. Die Magnetfeldkette in x-Richtung verläuft durch alle Spulen. Nach dem Faradayschen Gesetz sind die in zwei Wicklungen induzierten Spannungen in Abb. 3b dargestellt. Dabei sind ux1 und ux2 die induzierte Spannung, die in Teil 1 und Teil 2 des stromführenden Kabels erzeugt wird, und ux3 und ux4 sind die induzierte Spannung, die in Teil 1 bzw. Teil 2 des stromführenden Kabels erzeugt wird. Beide Wicklungen sind symmetrisch aufgebaut und eng miteinander gewickelt. Daher sind die gesamten induzierten Spannungen ausgeglichen. Die CM-Drossel ist unempfindlich gegenüber dem Magnetfeld entlang der x-Achse.

CM-Drossel, die dem Magnetfeld in x-Richtung ausgesetzt ist: (a) schematisches Diagramm; (b) Ersatzschaltbild.

Abbildung 4a ist ein schematisches Diagramm der CM-Drossel unter dem Magnetfeld in y-Richtung. Wie in Abb. 4b dargestellt, werden die gesamten induzierten Spannungen gemäß dem Faradayschen Gesetz ausgeglichen, wobei uy1–uy4 die in vier Teilen des stromführenden Kabels erzeugte induzierte Spannung und uy5–uy8 die in vier Teilen des Nullkabels erzeugte induzierte Spannung sind , jeweils.

CM-Drossel, die dem Magnetfeld in y-Richtung ausgesetzt ist: (a) schematisches Diagramm; (b) Ersatzschaltbild.

Abbildung 5a ist ein schematisches Diagramm der CM-Drossel unter dem Magnetfeld in Z-Richtung. Die CM-Drossel unter dem Magnetfeld in z-Richtung entspricht einer Schleife mit zwei Windungen senkrecht zur z-Richtung. Die induzierte Spannung jeder Spulenwindung, die unter dem Magnetfeld in Z-Richtung erzeugt wird, ist in Abb. 5b versetzt, wobei uz1 und uz2 die induzierte Spannung sind, die im stromführenden bzw. leeren Draht erzeugt wird.

CM-Drossel, die dem Magnetfeld in z-Richtung ausgesetzt ist: (a) schematisches Diagramm; (b) Ersatzschaltbild.

Vor allem die zweiadrig parallel gewickelte CM-Drossel verfügt über eine hohe Immunität gegenüber Störungen durch äußere Magnetfelder. Daher ist die Nahfeldkopplung zwischen Transformator und CM-Drossel meist gering und kann vernachlässigt werden. Ebenso kann mit der gleichen Methode auch die Magnetfeldkopplung zwischen DM-Drossel und CM-Drossel analysiert werden. Es kann normalerweise auch vernachlässigt werden.

Bei der Nahfeldkopplung im PD-Adapter müssen nicht nur magnetische Komponenten in den Schaltkreisen berücksichtigt werden, sondern auch Eingangsstecker und Hochfrequenz-Leistungsplatinenschaltkreise. Das vollständige Nahfeldkopplungsmodell des PD-Adapters ist in Abb. 6 dargestellt. Dabei ist LAcin die parasitäre Induktivität des Eingangssteckers, LCM die Induktivität der CM-Drossel, L1 die Induktivität der DM-Drossel und Lpcb1 und Lpcb2 Parasitäre Induktivität der primären und sekundären Leistungsschleifen der Leiterplatte. Dabei wird die Nahfeldkopplung zwischen anderen Geräten und diesen drei Geräten berücksichtigt. M1–M12 sind die gegenseitige Induktivität zwischen jeweils zwei Komponenten bzw. Schleifen.

Vollständiges Nahfeldkopplungsmodell des PD-Adapters.

Die Nahfeldkopplung zwischen magnetischen Komponenten im PD-Adapter und den primären und sekundären Leistungsschleifen der Platine sowie der DM-Drossel L1 kann in eine entsprechende stromgesteuerte Spannungsquelle vereinfacht werden, deren Ersatzschaltbild in Abb. 7 dargestellt ist.

Ersatzschaltbild für DM-Rauschen unter Berücksichtigung der Auswirkungen der Nahfeldkopplung auf die DM-Drossel.

Da sich an beiden Enden der DM-Drossel zwei X-Kondensatoren C1 und C2 befinden, kann das an L1 gekoppelte Rauschen durch C1 umgangen werden.

Das Ersatzschaltbild der Nahfeldkopplung zwischen CM-Drossel LCM und magnetischen Komponenten im PD-Adapter sowie den primären und sekundären Stromkreisen der Leiterplatte ist in Abb. 8 dargestellt.

Ersatzschaltbild für DM-Rauschen unter Berücksichtigung der Auswirkungen der Nahfeldkopplung auf die CM-Drossel.

Die zweiadrige parallel gewickelte CM-Drossel LCM weist eine hohe Immunität gegenüber Störungen durch Nahfeldkopplung auf, sodass Nahfeldkopplung zwischen CM-Drossel und anderen Komponenten oder Schleifen vernachlässigt werden kann.

Die Nahfeldkopplung zwischen dem Eingangsstecker und den magnetischen Komponenten im PD-Adapter sowie den primären und sekundären Stromkreisen der Leiterplatte kann zu einer entsprechenden stromgesteuerten Spannungsquelle vereinfacht werden, deren Ersatzschaltbild in Abb. 9 dargestellt ist.

Ersatzschaltbild für DM-Rauschen unter Berücksichtigung der Nahfeldkopplung.

Aus Abb. 9 geht hervor, dass der Rauschstrom auf der parasitären Induktivität LACin des Eingangssteckers direkt in LISN fließen und DM-Rauschen erzeugen kann.

Vor allem die Nahfeldkopplung zwischen Hochfrequenz-Leistungsschaltungen auf Leiterplatten und anderen Komponenten des PD-Adapters und des Eingangssteckers ist der entscheidende Faktor und kann die EMI-Leistung des PD-Adapters beeinträchtigen.

Die Nahfeldkopplung zwischen der Streuinduktivität des Transformators und der Eingangssteckerschleife kann durch die Gegeninduktivität Mtrans ausgedrückt werden, berechnet durch Gleichung (1). (1).

In diesem Artikel wird die Spiegelbildmethode zur Berechnung der gegenseitigen Induktivität zwischen dem Transformator und der Eingangssteckerschleife verwendet. Der Ableitungsprozess des Transformatormodells ist in Abb. 10 dargestellt, in dem die Transformatorwicklungen als unendlich lange und gerade Leiter und der PQ-Kern als unendlich große magnetische Leitungsebene betrachtet werden. Gemäß dem „Einzigartigkeits“-Theorem des elektromagnetischen Feldes werden Spiegelströme angelegt, um den an der Grenzfläche verteilten magnetisierten Strom zu ersetzen. Das Medium im Feld, in dem sich Spiegelströme befinden, wird durch das Medium im zu lösenden Bereich ersetzt. Dabei sind l und d die Länge bzw. Breite der Eingangssteckerschleife.

Ableitungsprozess des Transformatormodells: (a) Kopplung zwischen Transformator und Stecker; (b) xoy-Ebenenansicht von Transformator und Stecker; (c) ideales Äquivalent von; (d) Kopplungsberechnungsmodell.

Dann kann die Flussdichte B der Position, an der sich die Eingangssteckerschleife befindet, durch das Ampere-Gesetz gelöst werden, wie in Abb. 11 dargestellt.

Schematische Darstellung des Magnetfelds, gelöst durch die Bildmethode.

Wie in Abb. 12 gezeigt, wird das kartesische Koordinatensystem übernommen, wobei der aktuelle Imirror durch Gleichung berechnet werden kann. (2)15.

Gegeninduktivität zwischen jeder Transformatorwicklung und der Steckerschleife.

Die von jeder Wicklungswindung erzeugte Flussdichte kann nach Gleichung berechnet werden. (3).

wobei \(r = \sqrt {(b + y_{1} + s_{1} )^{2} + h^{2} }\).

Die Flussverknüpfung, die von jeder Wicklungswindung beim Durchgang durch die Eingangssteckerschleife erzeugt wird, beträgt:

Die gegenseitige Induktivität zwischen dem Transformator und der Eingangssteckerschleife ist gleich der Größe des magnetischen Flusses, der in der Eingangssteckerschleife verknüpft ist, wenn der Einheitsstrom der Primärwicklungen beträgt. In dieser Situation beträgt der induzierte Strom der Sekundärwicklungen \(\frac{{N_{p} }}{{N_{s} }}I_{p}\). Daher kann Mtrans durch Gleichung ausgedrückt werden. (5).

Halten Sie zwei von drei Parametern fest: die Länge l des Eingangssteckers, die Breite d zwischen den Steckerstiften und den Abstand s1 zwischen Transformator und Stecker. Die Variation der Gegeninduktivität Mtrans mit l, d und s1 ist in der Abbildung in Abb. 13 dargestellt. Dabei beträgt l 80 mm, d 25 mm und s1 16,65 mm.

Die Berechnungsergebnisse der Gegeninduktivität Mtrans variieren je nach Parameter der Steckerstruktur.

Wie in Abb. 13 dargestellt, nimmt die Gegeninduktivität Mtrans zu, wenn l und d zunehmen. Gleichzeitig nimmt Mtrans mit zunehmendem Abstand s1 ab.

Allerdings weicht das etablierte Ersatzmodell der Nahfeldkopplung zwischen Transformator und Eingangssteckerschleife vom tatsächlichen Aufbau ab. Der Magnetkern und die Wicklungswindungen können nicht unendlich sein, und einige andere Komponenten liegen nahe beieinander. Daher muss die tatsächliche Gegeninduktivität Mtrans zwischen Transformator und Eingangssteckerschleife gemessen oder simuliert werden. Das Simulationsmodell der Finite-Elemente-Analyse (FEA) ist in Abb. 14 dargestellt.

3D-FEA-Simulationsmodell der Streuinduktivität des Transformators und der Eingangssteckerschleife (Xoy-Ebenenansicht).

Die mit den Parametern der Kerzenstruktur variierende Gegeninduktivität Mtrans kann durch Simulationsanalyse ermittelt werden, wie in Abb. 15 dargestellt.

Simulationsergebnisse der Gegeninduktivität Mtrans variieren je nach Parameter der Steckerstruktur.

Wie in Abb. 15 dargestellt, stimmen die durch Simulation mit l und s1 erhaltenen Variationstrends von Mtrans mit den Modellberechnungsergebnissen überein. Der Variationstrend von Mtrans, der durch Simulation mit d erhalten wurde, weicht jedoch etwas vom Modellberechnungsergebnis ab. Die Ergebnisse der Modellrechnung haben gezeigt, dass Mtrans linear mit dem Abstand d zwischen den Steckerstiften zunimmt. Tatsächlich sind die Transformatorwicklungen nicht unendlich groß und der vom Transformator erzeugte Streufluss nimmt mit der Entfernung vom Transformator ab. Daher wird die Gegeninduktivität zwischen dem Transformator und der Eingangssteckerschleife mit d nicht unendlich ansteigen, sondern zu einem konstanten Wert tendieren. Aus den oben genannten Gründen weisen die Werte von Simulation und Berechnung auch einige Unterschiede auf.

Für die Magnetfeldkopplung zwischen Hochfrequenz-Leiterplattenschleifen und Eingangssteckerschleife kann auch die Gegeninduktivität Mloop verwendet werden, um den Einfluss von Nahfeldkopplungseffekten darzustellen. Es ist aus Gl. ersichtlich. (6) dass die gegenseitige Induktivität zwischen zwei Schleifen mit der Anzahl der Windungen, der Form und dem Abstand zweier Schleifen zusammenhängt.

Die gegenseitige Induktivität zweier rechteckiger Schleifen in derselben Ebene kann mithilfe der Neelman-Gleichung berechnet werden. Das kartesische Koordinatensystem wird erstellt, wie in Abb. 16 dargestellt. Der Mittelpunkt von Schleife 1 wird im Koordinatenursprung platziert. Die Breite und Länge von Schleife 1 betragen a bzw. b, während Breite und Länge von Schleife 2 c bzw. d betragen. Die Koordinate des Mittelpunkts von Schleife 2 ist (Tx, Ty).

Gegeninduktivität zwischen zwei rechteckigen Schleifen.

Für Formel (6) wird eine Koordinatentransformation durchgeführt, um die gegenseitige Induktivität zwischen zwei Schleifen in derselben Ebene (7) zu berechnen.

Wo

Nach Gl. (7)–(10) ist die gegenseitige Induktivität Mloop zweier rechteckiger Schleifen wie folgt:

Theoretisch kann eine Leiterplattenschleife mit beliebiger Form einer begrenzten Anzahl rechteckiger Schleifen entsprechen. Zur Vereinfachung der Berechnung werden in der Regel mehrere rechteckige Schleifen mit Schlüsseleinflüssen herangezogen, um die primäre Leiterplattenschleife mit einer äquivalenten unregelmäßigen Form anzunähern. Wie in Abb. 17 dargestellt, entspricht die Schleife des Eingangssteckers der rechteckigen Schleife 1, und die Schleife der primären Leistungsplatine entspricht drei rechteckigen Schleifen: Schleife 2, Schleife 3 und Schleife 4. Die entsprechenden drei rechteckigen Schleifen haben den gleichen Strom Die Richtung entspricht der der primären Leistungsplatinenschleife, daher kann die gegenseitige Induktivität zwischen der primären Leistungsplatinenschleife und der Eingangssteckerschleife der Summe der gegenseitigen Induktivität zwischen Schleife 1 und Schleife 2, 3 und 4 entsprechen. Die gesamte äquivalente gegenseitige Induktivität Mpri wird berechnet als:

Gegeninduktivität zwischen der Primärstrom-Leiterplattenschleife und der Steckerschleife.

PCB-Leiterbahnen haben in tatsächlichen Anwendungen eine bestimmte Breite und der Strom fließt nicht an der Mittellinie der PCB-Leiterbahnen. Sie unterscheiden sich von den oben genannten theoretischen Annahmen. Wenn hingegen zwei Schleifen nicht in derselben Ebene liegen, ist die Berechnungsmethode unterschiedlich. Die Schleife muss auf xoy-, xoz- und yoz-Ebenen projiziert werden.

Die Simulation wurde durchgeführt, um die Einflussfaktoren der gegenseitigen Induktivität zwischen den Leistungsstromschleifen des PD-Adapters und der Eingangssteckerschleife zu untersuchen. Darüber hinaus werden die Einflüsse verschiedener Steckerstrukturparameter auf die Nahfeldkopplung analysiert. Das FEA-Simulationsmodell ist in Abb. 18 dargestellt.

3D-FEA-Simulationsmodell der primären Leiterplattenschleife und der Steckerschleife (Xoy-Ebenenansicht).

Indem die beiden Parameter Länge l, Breite d zwischen den Steckerstiften und Schleifenabstände s2 unverändert bleiben, kann die Gegeninduktivität zwischen der primären Leistungsplatinenschleife und der Eingangssteckerschleife bei unterschiedlichen Längen l, Breiten d und Abständen s2 durch Simulation ermittelt werden. Dabei beträgt l 80 mm, d 25 mm und s2 1,94 mm. Die Trends der Gegeninduktivität Mpri zwischen den beiden Schleifen mit d, s2 und l sind in den Abbildungen dargestellt. 19, 20 bzw. 21 ermittelt und mit den nach dem theoretischen Modell berechneten Ergebnissen verglichen.

Die Gegeninduktivität M zwischen zwei Schleifen variiert mit l.

Die Gegeninduktivität M zwischen zwei Schleifen variiert mit d.

Die Gegeninduktivität M zwischen zwei Schleifen variiert mit s2.

Aus Abb. 19 ist ersichtlich, dass die Gegeninduktivität Mpri zwischen der Primärstrom-Leiterplattenschleife und der Eingangssteckerschleife mit der Steckerlänge l zunimmt und die Änderungsrate von Mpri mit l abnimmt. Wenn l 50 mm erreicht, ist die Zunahme von Mpri mit l nicht erkennbar. Die Simulationsergebnisse stimmen mit den theoretischen Berechnungsergebnissen überein. Daher beträgt in diesem Nahfeldkopplungsmodell die durch die Nahfeldkopplung beeinflusste effektive Länge 50 mm.

Aus Abb. 20 ist ersichtlich, dass Mpri mit zunehmender Breite d zwischen den Steckerstiften zunimmt, und wenn d im Bereich von 0–25 mm liegt, steigt Mpri linear. Wenn d 50 mm erreicht, wächst es weiter, die Zunahme von Mpri ist jedoch nicht erkennbar. Es stimmt mit den theoretischen Berechnungsergebnissen überein. Daher beträgt die durch die Nahfeldkopplung beeinflusste effektive Breite 50 mm.

Wie in Abb. 21 dargestellt, nimmt die Gegeninduktivität Mpri mit zunehmendem Abstand s2 ab, und wenn der Abstand s2 über 20 mm zunimmt, verlangsamt sich der abnehmende Trend von Mpri zweier Schleifen. Es stimmt mit den theoretischen Berechnungsergebnissen überein. Daher beträgt der durch die Nahfeldkopplung beeinflusste effektive Abstand 20 mm.

Ebenso kann die Magnetfeldkopplung zwischen der Sekundärstrom-Leiterplattenschleife und der Eingangssteckerschleife mit derselben Methode theoretisch berechnet und simuliert werden. Dann ist die gesamte Gegeninduktivität Mtotal des PD-Adapters zur Eingangssteckerschleife gleich der Summe der Gegeninduktivität des Transformators und der primären und sekundären Leiterplattenschleifen zur Eingangssteckerschleife.

Aus der obigen Analyse geht hervor, dass die Auswirkungen der Nahfeldkopplung auf die Eingangssteckerschleife unterdrückt werden können, indem der Abstand zwischen der Eingangssteckerschleife und dem Transformator sowie den Leistungsschleifen der Leiterplatte vergrößert wird. Angesichts des Volumens des PD-Adapters ist die Anwendung dieser Methode jedoch begrenzt.

Andererseits kann die Gegeninduktivität Mtotal reduziert werden, indem die Steckerlänge l und die Breite d zwischen den Steckerstiften reduziert werden. Für die praktische Anwendung gelten jedoch besondere Anforderungen an die Länge l und die Breite d des Ladesteckers.

Außerdem hängt Mtotal von der Form der Eingangssteckerschleife ab. In dieser Situation muss zunächst die Magnetfeldverteilung analysiert werden. Die von der Primärstrom-Leiterplattenschleife und dem Transformator erzeugten Flusslinien können durch Simulation ermittelt werden, wie in Abb. 22 dargestellt. Aus Abb. 22 geht hervor, dass die meisten Flusslinien in der ursprünglichen Struktur vertikal durch die Steckerschleife verlaufen. Wenn der Eingangsstecker gedreht wird, bis die magnetischen Kraftlinien ungefähr parallel zur Steckerschleife verlaufen, wird der Einfluss der Nahfeldkopplung auf die Eingangssteckerschleife erheblich verringert.

Verteilung des von der Primärstrom-Leiterplattenschleife und dem Transformator erzeugten Magnetfelds: (a) schematisches Diagramm der Magnetfeldkopplungssimulation; (b) Magnetfeldverteilung aus Z-Richtung; (c) Magnetfeldverteilung aus x-Richtung; (d) Magnetfeldverteilung aus y-Richtung.

Unter Berücksichtigung der Verteilung des vom Transformator und der primären Leistungsplatinenschleife erzeugten Magnetfelds sowie des Einflusses der effektiven Länge auf die Nahfeldkopplung wird daher eine neue Eingangssteckerstruktur vorgeschlagen. Um den Sicherheitsanforderungen gerecht zu werden, kann der horizontale Abstand zwischen zwei Steckerstiften innerhalb des wirksamen Längenbereichs verringert und der vertikale Abstand zwischen zwei Steckerstiften vergrößert werden. Bei Bedarf können die stromführenden und spannungsfreien Drähte am Ende getrennt werden, wie in Abb. 23 dargestellt.

Schematische Darstellung der Projektion der vorgeschlagenen Plug-Loop-Struktur.

Durch die Aufteilung der Projektion der entworfenen Struktur in mehrere äquivalente Rechtecke kann der Einfluss der Nahfeldkopplung auf die Eingangssteckerschleife durch ein vollständiges Nahfeldkopplungsmodell berechnet werden, und die gesamte Gegeninduktivität ist gleich der Summe der Gegeninduktivität. Da der Abstand zwischen Steckerschleife 3 und Adapter groß ist, kann der Einfluss der Nahfeldkopplung auf Steckerschleife 3 in der Regel vernachlässigt werden. Daher wird die Gegeninduktivität der entworfenen Struktur wie folgt vereinfacht:

M1 und M2 sind die gegenseitige Induktivität zwischen dem Adapter und dem rechteckigen Stecker Loop 1 bzw. Loop 2. Daher kann die Struktur des Eingangssteckers durch Anpassen der Größe rechteckiger Steckerschleifen optimiert werden. Die erste Methode besteht darin, die Struktur des rechteckigen Steckers Schleife 2 anzupassen, um eine negative Kopplung zwischen Adapter und Schleife 2 zu erreichen. Daher heben sich M1 und M2 gegenseitig auf, wie in Abb. 24 dargestellt. Die zweite Methode minimiert die Größe von Schleife 1 und Schleife 2 , sodass M1 und M2 gegen 0 gehen.

Schematische Darstellung der negativen Kopplungsstruktur.

In dieser Arbeit wird eine Struktur mit einer minimalen Größe rechteckiger Steckerschleifen entwickelt, um den Einfluss der Nahfeldkopplung zu unterdrücken. Die ursprüngliche und vorgeschlagene Struktur des Prototyps ist in Abb. 25 dargestellt. Darüber hinaus sind in Abb. 26 die Projektionen der beiden Strukturen auf die xoy-, yoz- und xoz-Ebene dargestellt. Im Vergleich zur ursprünglichen Struktur verläuft mehr vom Adapter emittierter Magnetfluss aus Richtungen senkrecht zur yoz-Ebene und durch die Steckerschleife xoz-Ebene, während der magnetische Fluss senkrecht zur xoy-Ebene kaum durch die Steckerschleife verläuft. Um die Auswirkungen der Nahfeldkopplung zu minimieren.

Schematische 3D-Darstellung: (a) ursprüngliche Struktur; (b) vorgeschlagene Struktur.

Drei Ansichten von zwei Bauwerken in drei Ebenen: (a) Originalbauwerk; (b) vorgeschlagene Struktur.

Die Einfügedämpfungsmethode16 wird verwendet, um die gegenseitige Induktivität zwischen der primären Leistungsplatinenschleife und der Eingangssteckerschleife zu messen. Nachdem der MOSFET und der Buskondensator Cin in der primären Leistungsplatinenschleife kurzgeschlossen wurden, wird die primäre Leistungsplatinenschleife mit dem TG-Ausgangsport des Netzwerkanalysators verbunden, und die Eingangssteckerschleife wird jeweils mit dem HF-Eingangsport verbunden. wie in Abb. 27 dargestellt. Durch schaltungstheoretische Analyse und Berechnung ergibt sich folgende Beziehung zwischen Einfügedämpfung (K) und Gegeninduktivität:

Dabei sind Lpcb1 und LACin die Selbstinduktivitäten der primären Leistungsplatinenschleife bzw. der Eingangssteckerschleife. Die Einfügungsverlust-K(f)-Kurve zwischen der primären Leistungsplatinenschleife und der Steckerschleife ist in Abb. 28 dargestellt. Die gleiche Methode wird zum Testen der gegenseitigen Induktivität zwischen der sekundären Leistungsplatinenschleife und der Eingangssteckerschleife verwendet.

Gegeninduktivitätsmessung: (a) Messansatz der Gegeninduktivität; (b) Objektdiagramm.

Einfügedämpfungs-K-Kurve zwischen der primären Leistungsplatinenschleife und der Steckerschleife.

Bei der Auswertung der Nahfeldkopplung zwischen Transformator und Eingangssteckerschleife muss die Sekundärseite des Transformators kurzgeschlossen werden. Die Gegeninduktivität zwischen der Streuinduktivität des Transformators und der Steckerschleife wird berechnet. Die Messergebnisse bei f = 550 kHz sind in Tabelle 1 dargestellt.

Als Prototyp für das Experiment dient ein PD-Adapter. Die Spezifikation ist in Tabelle 2 dargestellt und die physische Zeichnung des Prototyps ist in Abb. 29 dargestellt.

Front- und Komponentenlayout des Prototyps.

Gemäß den Standard-EMI-Messprinzipien CISPR22 werden die Rauschspektren des Prototyps in einer Kammer mit elektromagnetischer Abschirmung getestet. Es besteht hauptsächlich aus dem Prüfling (DUT), dem linearen Impedanzstabilisierungsnetzwerk (LISN) ESH2-Z5 und dem R&S ESCI EMI-Empfänger.

Die Geräuschspektren unter der ursprünglichen und vorgeschlagenen Struktur sind in Abb. 30 dargestellt.

Die realistische Struktur des Eingangssteckers: (a) Originalstruktur; (b) vorgeschlagene Struktur.

Wie in Abb. 31 dargestellt, wird das DM-Rauschen im Vergleich zum ursprünglichen Rauschen von 150 kHz auf 8 MHz um 8–10 dB reduziert, und das CM-Rauschen bleibt grundsätzlich unverändert. Die gegenseitige Induktivität zwischen der Eingangssteckerschleife und dem Transformator sowie Hochfrequenz-Leistungsschleifen auf der Leiterplatte wird durch Verringern der xoy-Ebenen-Projektionsfläche des Eingangssteckers reduziert, dann wird die Nahfeldkopplung reduziert und die Leistung des DM-Leitungsrauschens verringert Der PD-Adapter im Niederfrequenzband wurde verbessert.

Geräuschvergleich des Prototyps: (a) DM-Geräusch; (b) CM-Rauschen; (c) Gesamtlärm.

In diesem Artikel wird eine mögliche magnetische Nahfeldkopplung zwischen Komponenten und Schleifen im PD-Adapter analysiert und das vollständige Kopplungsmodell des PD-Adapters vorgeschlagen. Anschließend wird das mathematische Modell der Nahfeldkopplung zwischen Steckerschleife und magnetischen Komponenten sowie PCB-Leiterbahnen erstellt. Darauf aufbauend wird eine neue Struktur vorgeschlagen, die die Nahfeldkopplung wirksam reduzieren kann. Abschließend wird ein 40-W-PD-Adapter als Prototyp verwendet, um die Wirksamkeit und Durchführbarkeit des vorgeschlagenen Optimierungsschemas zu überprüfen.

Die Autoren erklären, dass die Daten, die die Ergebnisse dieser Studie stützen, im Artikel verfügbar sind. Alle weiteren relevanten Daten sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

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Projekt unterstützt von der staatlichen Verwaltung für Wissenschaft, Technologie und Industrie für die Landesverteidigung (B0202); Forschungsprojekt des Jinjiang Fuda Science and Education Park Development Center (2019-JJFDKY-47).

Hochschule für Elektrotechnik und Automatisierung, Universität Fuzhou, Fuzhou, 350108, China

Qingbin Chen, Dandan Zhang und Wei Chen

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Methodik: CQB und ZDD; CQB und ZDD führten die Simulationen und Experimente durch und analysierten die Ergebnisse; ZDD hat den Originalentwurf geschrieben; CQB hat den Entwurf überprüft und bearbeitet. CW sorgte für die Aufsicht. Alle Autoren haben das Manuskript überprüft.

Korrespondenz mit Qingbin Chen.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Chen, Q., Zhang, D. & Chen, W. Analyse der EMI-Eigenschaften und Unterdrückungstechnik der magnetischen Nahfeldkopplung in Stromversorgungsadaptern. Sci Rep 12, 7767 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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Eingegangen: 16. März 2022

Angenommen: 04. Mai 2022

Veröffentlicht: 11. Mai 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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